Диапазонные полосовые фильтры

Любой радиоприемник или приемный тракт трансивера начинается с устройств частотной селекции. Чем раньше и качественней будет осуществлена предварительная селекция (частотная, пространственная или поляризационная), тем более полно реализуются высокие динамические параметры радиоприемного тракта, а сам прием радиосигналов становиться более комфортным.

При экспериментах с диапазонными полосовыми фильтрами (рис.1), предложенными в (1], выяснились некоторые «любопытные» обстоятельства. Во-первых, избирательность данной «трехконтурной связки» несколько ниже, чем должна бы быть для 3-х контуров. Вполне возможно, что это происходит из-за того, что некоторая часть тока Опдраз) минует 1-й и 3-й контура. Во-вторых, коэффициент включения р2 имеет малую величину, поэтому на высокочастотных KB диапазонах 21,24 и 28 МГц реализация подключения к отводу (например, к 1,38 витка) представляет определенную конструктивную проблему. Погрешность подключения приводит к искажению АЧХ и увеличению потерь (снижению коэффициента передачи фильтра). Поэтому была предпринята попытка осуществить частичное подключение среднего контура не к индуктивной, а к емкостной ветви крайних контуров (рис.2). В таком полосовом фильтре у тока нет другого пути, кроме как пройти через все три контура.

При проектировании многоконтурных фильтров для улучшения симметрии АЧХ и увеличения подавления в полосе задержания необходимо чередование индуктивных и емкостных связей (2J. Для фильтра, имеющего структуру как на рис.2, это правило выполняется: связь с «внешним миром» — индуктивная (автотрансформаторная или трансформаторная), а связь между контурами — емкостная. С помощью емкостного делителя можно гораздо точнее подобрать коэффициент включения р2, чем при использовании отвода от катушки индуктивности.

Вносимые в контур потери за счет подключения внешней нагрузки (рис.За) можно учесть двумя эквивалентными способами — используя параллельную (рис.Зб) или последовательную (рис.Зв) схемы замещения.

Приняв последовательный способ учета вносимых потерь в первый и в третий контур и используя трансформаторы импеданса (-С12/С12/-С12 и -С23/С23/-С23), получаем эквивалентную схему «трехконтурной связки» (рис.4). Как видно из этого рисунка, эквивалентная схема «трехконтурной связки» аналогична схеме, по которой рассчитываются ле-стничные кварцевые фильтры [3]. 

Качество и основные характеристики фильтра любого типа определяются в первую очередь характеристиками резонансных контуров, из которых состоит фильтр. Изготовление фильтров с хорошими характеристиками не вызывает значительных затруднений, если собственная добротность Qc его элементов не хуже [4]: 

— для «двухконтурной связки» 

— для «трехконтурной связки» 

— для фильтра с количеством контуров больше четырех 

где Qo — собственная (холостая) добротность контура;

f0 — центральная частота диапазона;

В — ширина диапазона.

Для эффективной работы фильтра («трехконтурной связки») с малыми потерями (Аi = -2 — -2,5 дБ) необходимо, чтобы fo/B имело значение не более 15, а собственная добротность Q0 должна быть не менее 180. Для 'трехконтурной связки" при fo/B>18, т.е. при относительной ширине попосы пропускания менее 5.5%. не удается реализовать эффективный фильтр, т.к. его затухание в полосе пропускания быстро возрастает и становится больше 4 дБ. Соответственно, фильтр теряет практическую ценность, т.к. увеличение потерь во входной цепи приводит к увеличению фактора шума всего приемного тракта. Поэтому в любительских диапазонах 40 — 12 м полоса пропускания фильтра в 2.5 — 4 раза больше ширины соответствующего диапазона, и только в диапазонах 160, 80 и 10 м полоса пропускания фильтра соизмерима с шириной диапазона. С этим приходится мириться, т.к. достижимая максимальная собственная добротность контуров ограничена предельным практически реализуемым значением 300 — 350.

В табл.1 приведены коэффициенты ФНЧ — прототипа Бат-терворта или Чебышева. которые потребуются для расчета фильтра (2] Необходимо обратить внимание на то. что коэффициент пульсаций Ар в полосе пропускания для фильтров Чебышева однозначно связан с коэффициентом отражения Г и КСВ. Поэтому фильтры Чебышева с коэффициентом пульсаций Ар более 0,177 дБ применять нежелательно, т.к. реальный фильтр в полосе пропускания из-за неидеальности элементов всегда обладает большим коэффициентом пульсаций, чем прототип.

В итоге, фильтр имеет структуру. показанную на рис.5. На рис.ба приведена схема электронной коммутации диапазонных полосовых фильтров, а на рис.66 — уровни постоянных напряжений и потенциалов в основных точках схемы в режимах «Вкл.» и «Выкл.».

При электронной коммутации большое значение имеет «развязка» ВЧ токов по цепям управления. Для этой цели в цепях управления pin-диодами установлены дроссели Lдр1, LдР2 и Lдр5. LдР6. Дроссели с большой индуктивностью (Lдр1. Lдр5) — 68 мкГн — обеспечивают работу с 1.5 МГц, но у этих дросселей за счет межвитковой паразитной емкости (4.5 — 5.5 пФ) частота параллельного резонанса находится в диапазоне частот 8.0 — 9.0 МГц. Выше частоты параллельного резонанса дроссели Lдр1 и Lдр5 перестают выполнять свою функцию, при этом ВЧ токи с частотами больше 9 МГц имеют возможность беспрепятственно протекать через паразитную меж-витковую емкость дросселей Lдр1 и Lдр5. Для устранения этого недостатка установлены дополнительные дроссели Ьдр2 и Ьдрб с малой индуктивностью (12 мкГн), частотой параллельного резонанса 45 — 50 МГц и паразитной межвитковой емкостью 0.6 — 0.9 пФ. Использование такого схемотехнического решения обеспечивает. работоспособность цепей Lдр1, Lдр2 и R1 (Lдр5, LдР6 и R4) во всем диапазоне рабочих частот 1,5 — 30 МГц. Цепи Lдр1,Lдр2 и R1 (Lдр5.Lдр6 и R4). а также вход и выход блока фильтров необходимо располагать у самого высокочастотного фильтра (рис.ба). что уменьшает потери ВЧ сигналов (f > 15 МГц), которые чувствительны к длине печатных проводников. Дроссели LдрЗ и Lдр4 обеспечивают дополни-тельную «развязку» по ВЧ токам. Резисторы R1 и R4 определяют необходимый ток через pin-диоды. Резистор R2 ограничивает первоначальный кратковременный бросок тока в коллекторной цепи транзистора VT1, т.к. до момента включения блокировочные конденсаторы СБП1 и Сбл2 заряжены до напряжения 9 В. Необходимость установки двух блокировочных конденсаторов С6Л1 и С? я2 (рис.6а) объясняется следующим. Длина печатного проводника. соединяющего «холодные» выводы обмоток связи, ориентировочно составляет 45 — 55 мм. Индуктивность такого печатного проводника при его ширине 0.7 — 1.2 мм имеет значение 0.035 — 0,055 мкГн. а полное сопротивление на частоте 30 МГц — от 6.5 до 9,5 Ом, что составляет почти 15% от 50 Ом. То есть «холодный» вывод обмоток связи будет соединен с проводником «корпус» через некоторое сопротивление, к тому же, имеющее индуктивный характер, что дополнительно внесет частотно-зависимые потери в коэффициент передачи фильтра и приведет к увеличению общих потерь и искажению АЧХ. Поэтому «холодный» вывод каждой обмотки связи необходимо соединить наикратчайшим путем через «свой» блокировочный конденсатор с широким проводником «корпус» («заливка медью»). 

В табл.2 приведены данные фильтра. Ввиду того что индуктивный элемент фильтра (L1, L2, L3) может быть выполнен на каркасах, отличающихся от авторского, и, соответственно, может иметь другое количество витков, в таблице приведен только коэффициент включения р1. Но в любом случае конструктивное исполнение катушки индуктивности должно обеспечивать собственную добротность не ниже 180.

Конструкция фильтра представляет собой секционированные экранирующие отсеки, каждый контур помещен в свой экранирующий отсек. Требуемую емкость образуют два конденсатора (например, 4327 пФ = 4300+27 и т.д.). которые обеспечивают расчетную связь между контурами. 

На рис.7а, 6 и 8а, б показаны АЧХ фильтров, аппроксимированные по полиномам Баттерворта и Чебышева (Ар = 0,1 дБ) соответственно. Из графиков можно определить подавление сигнала соседних диапазонов и подавление на промежуточной частоте. Для приемного тракта высокого класса подавление сигнала промежуточной частоты должно быть на уровне -100 дБ. Повышенные требования к подавлению сигнала промежуточной частоты обусловлены тем, что такие сигналы могут полностью парализовать работу приемника. На рис.7а показано подавление фильтром наиболее популярных промежуточных частот (пунктирные стрелки) 5500, 8815 или 8867 кГц. При использовании двухбалансного смесителя типовое подавление входного сигнала лежит в пределах -25 —30 дБ. 

Отсюда, соответственно. подавление сигнала промежуточной частоты (например, 8815 кГц) фильтром диапазона 40 м составит -47 дБ + (-25 дБ) = -72 дБ. что. в общем-то, недостаточно, а фильтром диапазона 20 м — -75 дБ + (-25 дБ) = -100 дБ, т.е. вполне приемлемый результат.

Для обеслечения подавления прямого прохождения сигналов частотой, равной промежуточной частоте, необходимо предусмотреть элементы дополнительной фильтрации, например, эллиптические (Кауэра-Зопотарева) фильтры, которые имеют частоты «бесконечного» затухания (рис.9). Кроме того, дополнительные фильтры улучшат подавление зеркальных частот.

Дополнительные эллиптические фипьтры можно подключить сразу поспе ДПФ, но жепательно между ДПФ и дополнительными фильтрами (рис.10) установить высокодинамичный малошумящий усилитель с (рис.11), а количество емкостных межконтурных связей должно быть равно количеству индуктивных межконтурных связей. 

Для заинтересованных читателей в табл.3 приведен прядок расчета фильтра третьего порядка (рис.5). 

Литература

1. Э Ред. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике.—М: Мир. 1990.
2. Г.Ханзел. Справочник по расчету фильтров. — М.: Советское радио. 1974.
3. В.Жалнераускас. Кварцевые фильтры на одинаковых резонаторах. — Радио. 1982. №1, 2.
4. В.Голубев. Частотная избирательность радиоприемников. — М.: Связь. 1970.
5. G.Perkins. N6AW. Входные полосовые фильтры. — Радиолюбитель. KB и УКВ. 1998. №6.